Romano Cartoceti,    I4FAF
Sergio Cartoceti,   IK4AUY 
Roberto Danieli,   IK4AVZ

L'articolo completo di foto e schemi è ora disponibile all'interno del CD di Radio Rivista 2000/2001 presso l'ARI  Milano
e nel supplemento telematico a Radio Rivista 02/2010 clicca qui

ADVANCED QRP Low Cost Mosfets HF Linear Amplifier with  low  IMD 

Max safe output power is around 10 to 15 watts pep or CW with good IMD, but be careful to dissipation and heat so I suggest a large metallic heat sink cooler and an air blower (fan).

Disclaimer: we are not responsible for any damage or use of any kind you do or could arise in anyway with this material here presented.
Decliniamo qualsiasi responsabilità per eventuali conseguenze di qualsiasi tipo inerenti all'utilizzo (inteso solo nel campo della sperimentazione per radioamatori per conoscenza personale) di questo dispositivo. 
 

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LINEARE HF QRP A MOSFETs

La nostra rivista ha spesso pubblicato lineari HF di potenza, mentre ben poco e' stato presentato nel campo di piccoli amplificatori per QRP, con uscita attorno a 10-20 W p.e.p. o continui, idonei per segnali SSB oltre che CW. Per questo motivo presentiamo due nostri progetti di lineari, il primo realizzato con Mosfets e l'altro, che sara' descritto in un articolo successivo, con tradizionali transistors di R.F. Sebbene l'uso di mosfets di potenza in radiofrequenza non sia certo una novita' (1), questi dispositivi progettati e testati con specifiche di "linearita' a RF" sono ancora abbastanza costosi. In genere la linearita' a RF viene intesa nei seguenti primari aspetti: a) uniformita' della relazione guadagno - frequenza; b) bassa intermodulazione alla prova dei due toni a frequenze ravvicinate, tipicamente tra uno e due Khz, i cui dati sono assunti a sintesi della qualita' dell'amplificatore nel caso di utilizzo con portante modulata da gamma vocale di frequenze, come avviene in SSB (2); c) attenuazione delle frequenze armoniche. Nei casi b) e c) piu' e' elevato in valore assoluto il dato dell'attenuazione, espressa in dB con segno negativo, meglio e'. Noi ci siamo allora proposti, sulle orme dei nostri colleghi di oltreoceano (3), di testare un lineare che utilizzasse i mosfets di commutazione veloce, che il mercato propone a basso prezzo. I Mosfets presentano qualche vantaggio rispetto ai transitors (4). L'ele- vata impedenza del gate alla continua ne semplifica la polarizzazione, che non richiede speciali circuiti di potenza. Inoltre i Mosfet non tendono ad andare in valanga all'aumento della temperatura, ma anzi si " autoproteggono " diminuendo la corrente drain-source. Ancora, la maggior impedenza d'uscita e la tensione d'alimentazione piu' elevata facilitano il calcolo e la costruzione dei trasformatori R.F. Dulcis in fundo, il mosfet di commutazione IRF510 usato ha facile reperibilita' e costo irrisorio (5). Per contro, sono piu' sensibili alle tensioni elettrostatiche, richie- dendo le solite precauzioni di montaggio, e sono descritti come piu' proclivi ad autooscillare, pero' nel nostro montaggio non abbiamo mai rilevato tale inconveniente. Inoltre la tensione di alimentazione a 28-30 V li rende poco comodi per uso portatile. A mio parere, il piu' grave difetto di questo tipo di Mosfet e' il fatto che, per ottenere una linearita' decente, occorre lavorare vicino alla classe A, con correnti a riposo e conseguenti dissipazioni molto elevate (30 e 45 W) per cui il rendimento totale e' molto basso. D'altro lato la facile reperibilita' ed il bassissimo costo degli IRF510 rendono questo progetto interessante ed accessibile a tutti.

DESCRIZIONE DEL CIRCUITO

Come si nota dallo schema, il lineare e' a banda larga, da 1,8 a 30 MHz, cosa che lo rende "no-tune" dovendosi solo regolare la corrente di riposo delle due coppie di Mosfets. Questa dote si paga naturalmente con un basso rendimento (circa il 20 %) che rende necessario un piu' che buon raffred- damento dei semiconduttori (oltre a dissipatore alettato e' bene far uso di ventolina in caso di utilizzo prolungato). Abbiamo qui usato quattro IRF510, che, come detto, non sono dispositivi progettati per R.F., ma commutatori veloci, in configurazione push-pull, che consente una miglior attenuazione delle armoniche pari ed una maggior linearita'. Si noti la particolare struttura degli stadi di uscita che usano due trasformatori separati: questo circuito evita che la corrente di alimentazione scorra nel trasformatore R.F. con il pericolo di saturarlo, mentre gli avvolgimenti "floating" garantiscono un ottimo bilanciamento a tutto vantaggio dell' attenuazione armoniche e della stabilita' (6). Abbiamo ritenuto opportuno, nonostante quanto sopra detto, stabilizzare termicamente le correnti di riposo mediante un termistore incollato su di un Mosfet finale ed un LM723 (7), mentre i due transistors sono usati per il PTT, agendo sulla polarizzazione. Alla coppia di Mos del primo stadio e' stato applicato un circuito di controreazione per linearizzare la relazione guadagno-frequenza (8). In mancanza di tale circuito l'amplificazione e' altissima a 3 MHz ( 50 dB ! ) per poi ridursi a 30 dB a 30 MHz, mentre controreazionando detta variazione scende a +/-3 dB, un buon risultato. L'eventuale controreazione dello stadio finale in aggiunta al primo, da prove eseguite, ha prodotto risultati peggiori, anche all'intermodulazione a due toni, quindi e' stata omessa. I mosfets sono stati selezionati a coppie in maniera grossolana misurando la resistenza drain-source: un sistema piu' raffinato, come la misura della corrente di drain al variare della tensione di gate, potrebbe portare a migliori risultati.

 REALIZZAZIONE PRATICA E TARATURA

 Il circuito e' montato su di uno stampato di 14x9 cm. che porta tutti i componenti tranne i mosfets, che sono avvitati sul radiatore attraverso due fori rettangolari praticati nello stampato stesso. Dato lo scarso rendimento del circuito si deve curare al massimo lo smaltimento del calore, interponendo l'apposito foglietto di mica cosparso di grasso siliconico termico. Si faccia attenzione anche all'isolamento elettrico della parte metallica del Mos che e' collegata al drain. Il circuito stampato e' realizzato su vetronite a doppia faccia ed il lato superiore interamente ramato funge da ritorno di massa. Ovviamente i fori verranno svasati con una punta da trapano o meglio con una fresettina, curando di togliere eventuali microbave. Chi e' piu' attrezzato puo' realizzare un circuito a doppia faccia utilizzando la mascherina qui pubblicata (9). I trasformatori sono realizzati "alla buona" su due colonne di tre toroidi di ferrite ognuna, senza alcun supporto meccanico o collanti (nella versione finale abbiamo comunque usato un collante sul bordo contiguo delle tre ferriti di ogni ramo anche per motivi di estetica e stabilita' meccanica, senza apprezzabili variazioni nei risultati). Si abbia cura di usare filo con la maggior sezione possibile: l'ideale sarebbe di poter disporre di cavo isolato in teflon, che ha il rivestimento isolante con spessore molto ridotto, impiegato in tutte le nostre prove (10). I primi due trasformatori sono montati in posizione verticale, forse con scarso risultato estetico, ma con risparmio di spazio e minor possibilita' di accoppiamenti nocivi e conseguenti autooscillazioni (11). Il montaggio dei restanti componenti, con i normali accorgimenti di quando si lavora a radiofrequenza, non presenta difficolta' per chi abbia una minima esperienza nel campo. MESSA A PUNTO Come detto, e' molto semplice. Dopo essersi accertati del corretto montaggio e dell'assenza di cortocircuiti, senza alcun segnale in ingresso, e prima di applicare l'alimentazione allo stadio finale ed al pilota, si regolano i trimmer del bias per avere la minima tensione sui gates. Si ricollega l'alimentazione al pilota (primo stadio) e si regola il bias, agendo sul trimmer multigiri R29, per avere una corrente a riposo di circa 500 mA (misurata con un normale multimetro, nella posizione di amperometro, in serie all'alimentazione dei due drain del primo stadio), mentre il finale (secondo stadio) viene polarizzato a circa 1 A. (Id. e'misurata con amperometro in serie all'alimentazione dei due drain del secondo stadio), agendo sul trimmer multigiri R30. Il trimmer che controlla l'azione del termistore, R28, viene regolato facendo alternativamente riscaldare e raffreddare i mosfets ed aggiustandolo in maniera che le correnti di polarizzazione non varino al variare della temperatura di lavoro, poi e' bene ripetere la regolazione dei due bias. A questo punto si puo' collegare il wattmetro all'uscita, su carico fittizio a 50 Ohm, e controllare se l'amplificazione e' dell'ordine di quella riportata in tabella (A). ATTENZIONE ! essendo a banda larga, il lineare non effettua alcuna attenuazione delle armoniche, che, specie quelle dispari, sono ben al di sopra delle norme C.E.I. o F.C.C. (USA). Quindi, prima di collegarci all'antenna, occorre predisporre dei filtri passa-basso con almeno cinque poli. La teoria e la costruzione di tali oggetti e' stata trattata dall' Handbook, da R.R. ed altre riviste specializzate, e quindi non ci dilunghiamo sull'argomento eccetto che, nel nostro caso, abbiamo utilizzato filtri il cui ingresso e' chiuso verso massa con una capacita', anziche' avere un' induttanza in serie.

TEST E PRESTAZIONI

Il lineare e' stato testato sino ad una potenza massima di 20 W continui. E' da notare che specie nelle bande basse, la potenza ottenibile e' molto piu' elevata, potendo reggiungere i 70 W, a scapito pero' della linearita' e dell'incolumita' degli IRF510. I test di intermodulazione a due toni sono stati effettuati usando due generatori RF Marconi ed un combinatore della Minicircuits ed il segnale cosi' ottenuto e' stato amplificato con un modulo R.F. a bassa distorsione MHW593. Tramite due attenuatori si e' regolata la potenza d'uscita ai livelli voluti e si e' misurata l'attenuazione dei prodotti di intermodulazione dei vari ordini con un analizzatore di spettro Tektronics 7L12. I risultati sono raccolti nelle tabelle A-D: si puo' notare la buona attenuazione delle armoniche pari ed il guadagno abbastanza uniforme su tutta la banda. Meno brillante l'attenuazione dei prodotti di intermodu- lazione del terzo ordine, specie alle potenze piu' alte: d'altra parte ci deve pur essere una ragione se i Mosfets di R.F. costano tanto di piu'! Buona e' invece l'intermodulazione degli ordini piu' elevati, 5° e 7°, maggiormente responsabili dei cosiddetti disturbi ai canali adiacenti, o "splatteri". Comunque, considerato il carattere sperimentale di questa realizzazione, i risultati ci sembrano confortanti, e sicuramente perfettibili, in particolare si potrebbe provare a testare qualche altro dispositivo Mos (12), mentre la configurazione circuitale di base si e' rivelata ottimale. Questo articolo e' il frutto della dedizione di tutti i membri del nostro "team" di lavoro: un grazie in particolare a Romano, I4FAF, che ha dedicato innumerevoli ore del proprio tempo ad eseguire materialmente tutti gli esperimenti, fino all'ottenimento della versione definitiva, master e e dettagli grafici, al figlio Sergio, IK4AUY, che ha coordinato l'intero progetto ed ha svolto la ricerca bibliografica, oltre che a prove in "aria", ed a Roberto, IK4AVZ, che ha eseguito i test con strumentazione da laboratorio ed ha scritto gran parte del presente resoconto. Naturalmente ne' gli autori ne' l'editore si assumo alcuna responsabilita' per eventuali riproduzioni da parte di terzi del dispositivo qui descritto, con utilizzo contrario alla vigente normativa, o per eventuali danni che ne potrebbero derivare.

La cosa interessante e' che la curva di IMD si comporta in modo che al diminuire della Pin, quindi della Pout, all'analizzatore di spettro risulta una IMD in ulteriore
miglioramento (aumenta l'attenuazione in -dBc dei prodotti del 3°, 5°, 7° ordine), mentre abbiamo testato un analogo amplificatore con transistor alimentati a 13,8V 
e la curva di IMD e' a forma di U ovvero a livelli piu' bassi di Pout la IMD anziche' migliorare torna un po' ad aumentare.

4 Mosfets Lin Ampl  IMD Spectrum	4 Transistors Lin Ampl  IMD Spectrum
Above is our  2x IRF510 + 2x IRF510  unit under RF 2 tone test: Gen1 at 14.150 Mhz Gen2 at 14.200 Mhz combined at the input for a PEP Output Power of 10 W measured with PEP Wattmeter closed to 50 Ohm dummy Load. V=28V  A=1.520  (at 10 W PEP out) Efficiency= 23%. Vertical division 10 dB, horizontal division 50 Khz. We can see 3rd (-30 dB) and 5th IMD order (-50dB) and barely 7, 9th well attenuated.	Above is our  2x 2SC2166 + 2x 2SC1969 under RF 2 tone test: Gen1 at 14.150 Mhz Gen2 at 14.200 Mhz combined at the input for a PEP Output Power of 10 W measured with PEP Wattmeter closed to 50 Ohm dummy Load. V=13.8V  A=2.4  (at 10 W PEP out) Efficiency= 30%. Vertical division 10 dB, horizontal division 50 Khz. We can see a slightly better 3rd IMD (-32dB) but 5th (-40dB) IMD 7, 9, 11th  order are much higher.

FT1000MP Mark-V (TX finals 30V. very fine rugged Philips Mosfets) 
-->click here for finals and IMD pictures class AB 200W, and class A bias at max 75W PEP,
from Yaesu brochure TX details)

FT1000MP Mark-V FIELD (TX finals 13.8V, high dissipation, 2SC2879 transistors)
-->click here for finals and IMD pictures class AB 100W, and class A bias at max 25W PEP, 
from Yaesu brochure TX details)

FTDX9000 uses 50V STMicroelectronics RF Mosfets SD2931. See Yaesu brochure link.
(see IMD PHOTO AT 75 Watts Class A and 200 W class AB)

click here for:
----> Motorola Application Note AN790 link about "Thermal rating of RF power Transistors"

IC-7800 ICOM brochure (link to AB4OJ/VA7OJ web site) and schematic package. We see
that TX RF Power finals are a push-pull of modern ST  SD2931 rugged Mosfets at 48 V. 
The pre-final is a single ST  SD2918. There are also two more single Mosfet stages at the low 
level amplification input chain, ST  PD55003 driven by a Mitsubishi RD01MUS1, all mosfets. 

See also in AB4OJ/VA7OJ A. Farson Icom pages my contribute (click on link below):
The RF Power Devices in the IC-7800 Transmitter

See also AB4OJ/VA7OJ YAESU QUADRA Mosfet linear amplifier (with MRF150 devices) page

LISTA COMPONENTI LINEARE A MOSFETs (MOSFETs LINEAR AMPL COMPONENT LIST): 

C1,C2,C12,C13= 0,1 microFarad, 100 V., passo 5mm., pell. metall. poliestere
                   rettangolari (ad es. tipo Arcotronics, catalogo RS-115988)
C5,C6= 0,22 microFarad, 100 V., passo 5   (ad es. come sopra, cat. RS-116004)
C10,C18= 10 microFarad, 63 V., elettrolitico verticale.
C3,C14,C7,C16,C9,C11,C19,C20= 0,1 microFarad, 63 V., passo 5 mm., multistrato
                   (reofori, lato massa, a saldare anche sul lato componenti) 
C4,C15,C8,C17= 0,01 microFarad, 63 V., passo 5 mm., multistrato
                   (reofori, lato massa, a saldare anche sul lato componenti)
C29= 100 picoFarad, mica argentata, 500 V. (CM05)
R1,R2=  10 Ohm, 1/4 Watt.
R3,R4,R7,R8,R15,R16=  100 Ohm, 1/4 W.
R5,R6=  3,9 KOhm, 1/4 W.
R9,R10=  180 Ohm, 1/4 W.
R11,R12,R13,R14=  4,7 Ohm, 1/2 W.
R17,R18=  2,2 KOhm, 1/4 W.
L1,L2= 1,5 microHenry (impedenze, ad es. tipo Siemens)
RF-Chokes:
RFC1,RFC2= VK200
Ferriti-beads:
FB1,FB2= FB43-801 (Amidon)
Trasformatori (RF Transformers data):
T1= 6 ferriti FT37-43 (permeab. 850) Amidon, tre per ogni ramo 
    Primario: 2 spire filo rame isolato teflon AWG 20 (TEF-20)
    Secondario: 3 spire filo isolato teflon AWG 20       "
T2= 6 ferriti FT37-43, tre per ogni ramo
    Primario: 3 spire filo isolato teflon AWG 20 (TEF-20)
    Secondario: 2 spire filo isolato teflon AWG 20  "
T3= 6 ferriti FT50-43, tre per ogni ramo
    Primario: 2 spire filo isolato teflon AWG 16 (TEF-16)
    Secondario: 3 spire filo isolato teflon AWG 16  "
T4= 1 ferrite FT50-43, n. 8 o 9 spire bifilari attorcigliate, filo
    smaltato, diametro 0,5 mm.
T5= 2 ferriti FT50-43, appaiate, n. 8 o 9 spire bifilari attorcigliate,
    filo smaltato, diametro 0,8 mm.
(Vedi grafico dettaglio trasformatori: NB. i due rami di ferriti possono
essere avvicinati per comodita' di avvolgimento ed il numero di spire
disegnato e' indicativo)
Mosfets:
Q1,Q2,Q3,Q4= IRF510  (Harris, IR International Rectifier or others)

LISTA COMPONENTI REGOLATORE BIAS (BIAS REGULATOR COMPONENT LIST):

C21,C22,C23,C24,C25,C27,C28= 0,1 microFarad, 63 V., multistrato, passo 5,
(reofori, lato massa, a saldare anche sul lato componenti)
C26= 1.000 picoFarad, multistrato, passo 5.
R19= 100 KOhm, 1/4 W.
R20=  47 KOhm, 1/4 W.
R21=   4,7 KOhm, 1/4 W.
R22,R26= 10 KOhm, 1/4 W.
R23= 1 KOhm, 1/4 W.
R24= 10 Ohm, 1/4 W.
R25= 2 KOhm, 1%, 1/4 W.
R27= 8,2 KOhm, 1/4 W.
R31= Termistore, 10 KOhm a 25°, 2,5 KOhm a 75°
Trimmer multigiri:
R28= 10 KOhm, multigiri, regolazione verticale (es. Spectrol, Bourns)
R29,R30= 10 KOhm, multigiri, regolazione verticale    "       "
Induttanze:
L3,L4= 150 microHenry (impedenze ad es. tipo Siemens)
L5= 22 microHenry         "                   "
Componenti attivi (active components):
Q5= 2N2222A
Q6= 2N2907A
U1= LM723CH (metallico, metalic can H or CH suffix by National, click for PDF file DATA)

Note di approfondimento e bibliografia (a cura IK4AUY):

1)  I Mosfet a RF di potenza sono stati variamente denominati dai vari
    costruttori ad es. VMOS (vertical MOS perche' la corrente scorre
    verticalmente nella geometria interna del chip), TMOS, DMOS  e tra
    i primi piu' noti produttori ricordiamo Siliconix (la serie DV
    specificata sino alle VHF, poi questo ramo e' stato ceduto
    ad altra azienda, e la serie VN, piu' simili ai ns. "commutatori
    veloci", ma gia' specificato per usi a RF) di cui citiamo ED OXNER,
    KB6QJ, che gia' nel n. 5/'79 di QST presento' un amplificatore lineare con
    VMOS); Motorola, la serie MRF1xx, ben documentata (in precedenza down load
    data sheet in http://mot2.mot-sps.com/rf/) in particolare da Helge Granberg,
    K7ES/OH2ZE, radioamatore ed ingegnere capo Motorola, ora vedi M/A-COM
    e per Philips, la serie BLFxxx (BLF147 sono i finali nel FT-1000MP-Mark V) 
    Si veda:
    - VHF Communications 1/1982, Martin M., DJ7VY, A wide band driver
      for the shortwave bands, pag. 13-18, che utilizza un solo VN88 o VN89
      della Siliconix per il livello di P. out di 4 W pep.
    - QST (Arrl) 12/1982, Helge Granberg (Motorola staff), Mosfet RF Power:
      An Update, pag. 13-16, parte 1, e QST 1/1983 parte 2 in cui e'
      descritto un lineare da un kw costituito da un insieme di unita'
      con coppie di MRF150 in push pull, da 2-30 Mhz., alimentati con 50V.
      Una configurazione similare e' stata successivamente sviluppata dalla
      Kenwood nel transceiver TS950SDX.
    - QST, 3/1983, Doug DeMaw, W1FB, Go Class B or C with Power MOSFETs,
      pag. 25-29, con un esempio di due MRF138 in push pull a 28V, pero'
      in questo esempio sono polarizzati per classe B o C, per uso solo in CW,
      non testati per intermodulazione, comunque questa famiglia di Mosfet
      e' specificata con buone caratteristiche di intermodulazione se in
      classe AB1 o meglio in classe A. 
    - Ham Radio, 1/1984, DL4VJ e W7PUA, power FETs: trend for VHF amplifiers,
      pag. 12 e segg. sulla serie DV, fino a 100 W. a 144 Mhz.
    - QST, 2/1994, Gary Breed K9AY, AN Easy-to- Build 25 Watt MF/HF Amplifier,
      pag. 31-34, che utilizza un modulo con due JFET di potenza integrati
      in push pull, a 28 V. della MicroWave Technology, di non agevole
      reperibilita'.
    Alcuni apparati radioamatoriali che impiegano MOSFETS in push pull:
    FT920 A 13,8 V., IC 736, IC775, FT1000MP-MARK V a 28V, TS950SDX a 48V, 
    IC-7800 a 48V.  
    Inoltre Amplificatori Lineari HF che impiegano mosfet (MRF150): Yaesu QUADRA,
    ICOM PW1. 
2)  Si veda Helge Granberg "Measuring the intermodulation distortion of
    linear amplifiers, EB38, reperibile in allegato al RF device data,
    vol. II, MOTOROLA. Inoltre: - Ham Radio, 4/1988, Marv Gonsior, W6FR,
    More operational notes on the TS-930S, che impiega transistor a 28 V.
    e spiega, riprendendo Helge Granberg, la linearita' in SSB.
    Assolutamente da non perdere: McGraw-Hill, William Sabin (W0IYH),
    Edgar Schoenike, Single Sideband System and Circuits, second edition,
    1995, (e' nel catalogo RS Components SPA-(MI)), scritto da ingegneri della
    Rockwell-COLLINS, in particolare il capitolo 12, Solid state power
    amplifier, ed il capitolo 13 Ultra-lowdistorsion power amplifier, in
    riferimento specifico alla linearita' dei Mosfets. Questo libro ha ora una
    nuova edizione, recensita in QST, 5/1999, Noble Publishing Corp., HF Radio
    System & Circuits, ed. 1998, stessi autori (http://www.noblepub.com)
    ed e' anche nel catalogo della ARRL.
    In sintesi l'IMD, con il test a due toni (in questo caso generati dalla
    combinazione di due segnali a RF distanti fra di loro tipicamente
    circa due khz, ed anche 20 Khz per vedere se ci sono differenze) puo'
    essere espressa, in relazione al prodotto di 3ø, 5ø, 7ø ... ordine
    secondo due convenzioni.
    Si premette che se F1=14,100 Mhz, F2=14,120 Mhz, l'intermodulazione del 3ø
    ordine appare visibile in un analizzatore di spettro a 14,080 e 14,140
    Mhz, purche' lo strumento possieda la necessaria selettivita', il segnale
    venga accoppiato allo strumento con attenuazione ad un livello appropriato
    che non provochi la compressione dello strumento stesso, inoltre i due
    segnali fondamentali siano visualizzati sull' analizzatore di spettro al
    medesimo livello, a prescindere da come sia letta la P out dell'
    amplificatore, in Watt continui/medi oppure P.e.P. e solo se a parita' di
    queste condizioni e' corretto effettuare letture di confronto tra IMD di
    questo amplificatore a frequenze diverse oppure in relazione ad altri
    amplificatori di diverso progetto.
    Gli standard di misura della IMD sono: 
    a) in dB di attenuazione in riferimento ad ognuno dei due eguali toni
       desiderati, secondo lo standard militare (Mil-std-1131 Version A -
       test method 2204B). Questa e' la procedura da noi adottata nel
       rilevare i dati di IMD nella tabella B e C. (-dBc, we used this one)
    b) in dB di attenuazione in relazione alla potenza di picco dell'
    amplificatore, p.e.p., nella prova a due toni eguali, secondo lo standard
    commerciale EIA, seguito dalla maggior parte dei costruttori di apparati
    radioamatoriali e pure dal laboratorio della ARRL nelle loro prove degli
    apparati nuovi (fonte Test procedures manual - ARRL).
    Seguendo quest'ultimo metodo si ha un valore di IMD migliore sulla carta
    di 6 dB poiche' riferito al livello p.e.p. dei due toni che e' appunto
    6 dB maggiore rispetto alla potenza di ogni singolo tono, (es. -30 dB. nel
    caso a) equivale a -36 dB nel caso b), pertanto anche i ns. dati nelle
    tabelle B-C devono essere aumentati di 6 dB in valore assoluto per un
    corretto confronto). In pratica la lettura diretta nell'analizzatore
    di sprettro viene effettuata, con questo standard, facendo scorrere in
    verticale i due eguali toni ad un livello dello schermo posizionato 6 dB
    al di sotto dello zero di riferimento, anziche' sullo zero come nel caso
    a). 
    I livelli di P. out sono stati letti, nel nostro caso, con BIRD mod. 43
    che e' un wattmetro che legge una potenza continua o media nel caso siano
    presenti piu' toni, ma non p.e.p. pertanto fare attenzione se utilizzate
    un wattmetro nella posizione p.e.p.
    BIRD precisa infatti che, in presenza di due toni, ad es. 100 watt
    p.e.p. vengono letti dal mod. 43 come 40,5 w. (che approssima l' average
    power pari alla meta' del p.e.p. ovvero 50 w.; i modelli Bird della serie
    4380/4391, digitali, riescono a leggere anche la potenza di ogni singolo
    tono, ovvero 25 w., cioe' esattamente 6 dB in meno rispetto al valore
    p.e.p.)  (Watt's new from BIRD, vol. 4, nø 2. e tabella riassuntiva
    di confronto tra letture nei modi diversi di emissione riportata nel
    catalogo generale Bird). Pertanto per realizzare la summenzionata parita'
    di condizioni nelle prove di IMD, per un corretto confronto, occorre
    misurare livelli di P out equivalenti.
3)  Il piu' recente e completo articolo sui Mosfet da commutazione per uso
    RF e' di Mike Kossor, WA2EBY, in QST, 3/1999 e 4/1999, A broadband HF
    Amplifier Using Low-Cost Power MOSFETS che similarmente alla nostra
    esperienza impiega un push pull di 2 IRF510 a 28 V., ma non risolve
    ancora il problema della linearizzazione della relazione guadagno -
    frequenza, il punto di lavoro e' in classe C , e per conseguenza
    non viene presentata alcuna prova sulla intermodulazione a due toni.
    In precedenti articoli su Mosfet a basso costo, in quest'ultimo e'
    riportata ulteriore bibliografia, la relazione guadagno frequenza era
    assai piu' limitata.
4)  Si veda di Helge Granberg la nota applicativa Motorola AN860, "Power
    mosfets versus bipolar transistors", ed ancora AR165S "RF power Mosfets"
    e l'ottimo libro "Radio Frequency Transistors: principles and practical
    applications" di Norm Dye - Helge Granberg, ed. 1993, edito da
    Butterworth-Heinemann (e' nel catalogo della RS Components SpA (MI) e
    tratta anche dei Mosfets a RF con riferimenti specifici alla configurazione
    push-pull).
5)  Il "data sheet"  relativo all' IRF510 e' reperibile nel databook
    HARRIS  "POWER MOSFETS", IR International Rectifier (down load il file
    .pdf al sito http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irf510.pdf
6)  Soluzione gia' presentata in precedenza nel caso di push-pull di
    transistor nelle note applicative di Helge Granberg della Motorola,
    ad es. in AN762, reperibili in allegato al libro "RF Device data -
    vol. II" ed ora anche in Motorola RF Application Report.
7)  Da Helge Granberg in QST 12/1982, vedi nota 1), e dal suo libro
    con Norm Dye in nota 4), paragrafo biasing of mosfets pagg. 64-68.
8)  Si veda Norm Dye - Helge Granberg, libro in nota 4), capitolo 12, par.
    negative feedback.
    Nella coppia del primo stadio, al posto dei due IRF510, sono stati da
    noi testati inizialmente anche due VN88AF Siliconix con buoni risultati,
    tuttavia considerando che la piedinatura e' diversa, il prezzo e'
    superiore, ed i risultati non si discostano di molto, abbiamo scelto
    di non utilizzarli. 
9)  Noi usiamo un bromografo autocostruito, pubblicato sul bollettino
    della Sezione ARI di Bologna in cinque numeri, dal 1992 al 1993, da
    I4FAF. Si veda anche in R.R. 10/98, IK5NTH, pagg. 26-28.
    La vetronite a doppia faccia di rame pre - sensibilizzata e' reperibile
    presso Ham Center SRL, Via Cartiera 69, Borgonuovo di Pontecchio Marconi
    (BO) - 40044,I4PZP, che ringraziamo per averci fornito anche ampia gamma di
    ferriti Amidon per la selezione dei mix e dimensioni piu' idonee per i
    trasformatori RF. 
10) Se proprio non riuscite a reperire cavo isolato in teflon:
    RF PARTS (California) http://www.rfparts.com 
11) L'idea e' stata tratta dal manuale di servizio TEN-TEC - PARAGON,
    anche se in quel caso l'amplificatore era a transistor e non a Mosfet.
12) Ad esempio Advanced Power Technology offre Mosfet a RF, in TO-247
    serie ARF4xx, in particolare ARF449A e ARF449B, tensione max 150 V.,
    di lavoro sugli 60 - max 85 V., caratterizzati fino ad un massimo di 120 Mhz,
    e la lettera A e B indica che si tratta di una coppia con piedinatura
    differente, ma simmetrica, per un lay out perfettamente simmetrico
    nelle configurazioni push-pull. Si veda nota applicativa di Richard Frey,
    K4XU, "A 300W Mosfet Linear Amplifier for 50 Mhz" reperibile al sito
    http://www.advancedpower.com, in cui e' possibile il down load anche
    dei data sheet. Questo progetto sta per essere presentato in QEX-ARRL,
    Maggio-Giugno 1999. Nota (16.07.2003): i mosfet APT come amplificatori Push-Pull 
    Broadband HF per radioamatori la nostra esperienza con questi componenti NON e' 
    stata positiva, si bruciano facilmente, a meno di alimentarli a tensioni 
    max 60 - 80 Volts. APT sta sviluppando appunto nuovi modelli piu' idonei allo scopo.
    Ritengo piu' affidabili ed idonei gli MRF150 M/A-COM a 48 Volts, di prezzo
    piu' elevato.